DE202009013410U1

DE202009013410U1 - Transiente Verarbeitungsvorrichtung für Leistungswandler

Info

Publication number: DE202009013410U1
Application number: DE202009013410U
Authority: DE
Original assignee: Intersil Americas LLC; Intersil Inc
Current assignee: Intersil Corp; Intersil Americas LLC
Priority date: 2008-10-23
Filing date: 2009-10-23
Publication date: 2010-07-29
Anticipated expiration: 2019-10-24
Also published as: CN101753034B; TW201027888A; CN101753034A; US8638076B2; US20100102785A1; TWI422128B

Abstract

System zum Steuern eines Ausgangs eines Leistungsreglers, wobei das System umfasst:
einen Hauptregelkreis, der dazu ausgestaltet ist, auf Basis
eines Ausgangs des Leistungsreglers und
eines Referenzsignals
ein Fehlersignal zu generieren;
wobei der Hauptregelkreis weiterhin dazu ausgestaltet ist, ein erstes Steuersignal auf Basis des Fehlersignals zu generieren, um das Verhalten des Ausgangs des Leistungsreglers in eingeschwungenem Zustand zu steuern; und
einen sekundären Regelkreis, der in dem Hauptregelkreis enthalten ist und derart ausgestaltet ist, um ein zweites Steuersignal auf Basis des Fehlersignals zu generieren, um die Transientenreaktion des Ausgangs des Leistungsreglers zu steuern.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft Leistungswandler und insbesondere die Verarbeitung von Transienten in Leistungswandlern.
BESCHREIBUNG VERWANDTER TECHNIK
Durch die rasche Entwicklung und den erhöhten Energieverbrauch von kommerziellen integrierten Schaltungen, beispielsweise von Mikroprozessoren und Grafikprozessoren, sind neue und erhebliche Probleme bei der Zuführung der Leistung zu und der Abführung von Abwärme von diesen integrierten Schaltungen entstanden. Die Leistungsquelle muss sehr schnelle Stromtransienten liefern können. Der elektronische Pfad zu diesen Lasten muss außerdem niedrigen Widerstand und niedrige Induktivität aufweisen (eine Versorgung mit 1,5 V würde über einen Widerstand von 25 mΩ bei 60 A vollständig verloren gehen). Herkömmliche Gleichstromversorgungen waren dazu gestaltet, Wechselstromnetzspannung in einen oder mehrere Gleichstromausgänge umzuwandeln, die durch ein ganzes System hindurch zu den Lastpunkten (POL) geleitet wurden. Hochstromsignale durch ein ganzes System zu leiten ist jedoch unter Umständen nicht praktikabel. Zur Überwindung dieser Schwierigkeit und zur Verringerung der nachteiligen Auswirkungen einer Verteilung von Hochstromsignalen durch ein ganzes System ist ein alternatives Verfahren zur Verteilung von Leistung mit mäßigen Spannungs- und Strompegeln eingeführt worden. Anstelle einer Wandlung eines Wechselstromversorgungs-Spannungspegels auf den für verschiedene Lasten erforderlichen Gleichspannungspegel an einer zentralen Stelle wird die Wechselstromversorgungsspannung typischerweise in eine ”sinnvolle” Gleichspannung umgewandelt und zum ”Lastpunkt” (POL) geleitet, wo sie lokal in die erforderliche niedrige Spannung umgewandelt wird. Diese Technik wird als ”verteilte Leistungsarchitektur” oder DPA bezeichnet.
Typischerweise reicht es in vielen Leistungsverteilungssystemen nicht aus, Leistung nur über ein System an die verschiedenen POLs zu verteilen. Komplexe elektronische Systeme werden im Allgemeinen überwacht und gesteuert, um maximale Zuverlässigkeit und Leistungsfähigkeit zu gewährleisten. Typischerweise in DPA-Systemen implementierte Funktionen (Stromversorgungmerkmale) sind unter anderem eine Ablaufsteuerung der Stromversorgung, die Fähigkeit zum Umschalten unter Last, Rampensteuerung, Spannungsprogrammierung, Lastüberwachung, Verfolgung, Temperaturüberwachung, Steuerung der Lüftergeschwindigkeit, Phasensteuerung, Stromaufteilung, Programmierbarkeit der Schaltfrequenz und Schalttaktsynchronisation, um nur einige zu nennen. Auch andere Funktionen können für Leistungssysteme erforderlich sein. Beispielsweise können einzelne Temperaturmesspunkte, ein offener/geschlossener Zustand von Türen und Vibration von Interesse sein.
Um einem Bedarf an mehr Leistung und dichteren Systemen mit den daraus entstehenden neuen Verteilungsproblemen Rechnung zu tragen, sind viele gegenwärtige Leistungsverteilungsschemata dazu übergegangen, Vielfache jeder Lösung, oder Funktionen, als Paket anzubieten. Typischerweise ist für jede dieser Funktionen innerhalb des Systems eine separate Konfiguration erforderlich. Das bedeutet: Jede Funktion braucht unter Umständen ein eigenes Verbindungsnetzwerk, das die POL-Wandler miteinander verbindet. Im Verbindungsnetzwerk kann Glue-Logik implementiert sein, die zur Steuerung der POL-Wandler erforderlich sein kann, damit die jeweilige Funktion während des Systembetriebs erfolgreich ausgeführt wird. Viele dieser Funktionen umfassen Analogsignalsteuerung, für die entsprechende Analogsignalleitungen erforderlich sind, wobei POL-Wandler in Punkt-zu-Punkt-Konfigurationen verbunden sind. Die Leitung solcher Signale ist häufig schwierig, solange keine echte Kommunikation zwischen verschiedenen POL-Wandlern und/oder zwischen den POL-Wandlern und anderen Elementen das Systems hergestellt ist. In dem Bemühen, alle oder die meisten dieser Funktionen auf Systemebene miteinander zu verbinden, war ein möglicher Ansatz die Implementierung der Funktionen in Steuer-ICs, die für die Steuerung der jeweiligen POL-Wandler verantwortlich sind. Ein Teil der Funktionalität kann auch in einen Mikrocontroller programmiert sein, der über einen 12C-(Zwischen-IC-Kommunikations-)-Bus mit angeschlossenen POL-Wandlern kommunizieren kann, um die Steuerung aller POL-Wandler im System zu koordinieren.
Gleichspannungswandlung erfolgt häufig durch Schalt-Leistungsregler, oder Abwärtsregler, die eine höhere Spannung (z. B. 12 V) entsprechend den Anforderungen einer oder mehrerer Lastvorrichtungen auf einen niedrigeren Wert konvertieren. Bei einer üblichen Architektur erfolgt eine Verteilung der höheren Spannung auf mehrere Leistungsregler, die jeweils eine andere (oder auch dieselbe) Spannung erzeugen, auf eine oder mehrere Lasten. Um Energie mit einer Spannung auf eine andere Spannung zu konvertieren, verwenden Schaltleistungsregler häufig zwei oder mehr Leistungstransistoren. Ein übliches Beispiel für einen solchen Leistungsregler 100, allgemein als ”Tiefsetzregler” bezeichnet, ist in 1 gezeigt. Der Tiefsetzregler 100 schaltet typischerweise ein Paar Leistungstransistoren (108 und 110) zur Erzeugung einer Rechteckwelle an dem gemeinsamen Knoten SW der Transistoren. Die erzeugte Rechteckwelle kann mit einer LC-Schaltung geglättet werden, die die Induktivität 112 und den Kondensator 114 umfasst, um die gewünschte Spannung V_out zu erzeugen. Ein Regelkreis, bestehend aus einem Fehlerverstärker 116, einem Proportional-Integral-Differential-(PID-)-Filter 102, einem Pulsweitenmodulator (PWM) 104 und einer Ausgangssteuerschaltung 106, kann zur Steuerung des Arbeitszyklus der Ausgangs-Rechteckwelle und damit des Ergebniswertes von V_out ausgestaltet sein.
Leistungsregler wie beispielsweise der in 1 gezeigte Leistungsregler 100 weisen üblicherweise einen Mechanismus zur Wiederherstellung nach transienten Abweichungen der Ausgangsspannung auf. Diese kurzzeitigen Spannungsabweichungen können durch eine Vielzahl von Regelkreisstörungen verursacht sein, beispielsweise Veränderungen der Soll-Referenzspannung, Eingangsbus-Spannungsschritte und Laststromtransienten. Typischerweise werden diese Spannungsabweichungen von Signalverarbeitungsschaltungen in dem Regelkreis des Leistungswandlers verarbeitet. Allerdings ist das durch den Regelkreis implementierte Wiederherstellungsverfahren typischerweise relativ langsam. Insgesamt gehören zu den Faktoren, die bei der Gestaltung zuverlässiger Leistungsregler am häufigsten berücksichtigt werden, die Transientenreaktion, die Stabilität des Ausgangs über einen weiten Bereich, eine leichte Verwendbarkeit und die Kosten.
Zahlreiche weitere Probleme und Nachteile des Standes der Technik werden für den Fachmann nach einem Vergleich dieses Standes der Technik mit der vorliegend beschriebenen Erfindung ersichtlich.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es werden unterschiedliche Ausführungsformen zum Erzielen von Hystereseverhalten mit fester Frequenz durch Anpassung einer PWM (Pulsweitenmodulation) mit fester Frequenz offenbart, um Strommodus-Hysteresesteuerung zu emulieren. In eingeschwungenem Zustand ist die Stromwellenform ableitbar, ohne dass der Strom tatsächlich gemessen werden müsste. Bei der Strommodussteuerung ist der Strom proportional zur Fehlerspannung einstellbar. Die Veränderung des Laststroms zu der Veränderung des Arbeitszyklus in Beziehung stehen, und die Veränderung des Arbeitszyklus kann zu der Fehlerspannung in Beziehung stehen, wobei die Veränderung des Arbeitszyklus als Funktion der Fehlerspannung ausgedrückt wird, um Strommodussteuerung zu bilden. Diese Strommodussteuerung kann zur Emulation von Strommodus-Hysterese angepasst sein, wenn anstelle von Arbeitszyklus derselbe Arbeitszyklus oder Stromverschiebung durch eine Phasenveränderung bewirkt wird. Ein Anteil von Welligkeitsstrom (Forc) kann als spezifizierter Anteil des Welligkeitsstroms zwischen Spitzen definiert sein, wobei ein lineares Verhältnis zwischen dem Forc und dem Welligkeitsstrom gebildet wird.
Für eine gegebene Kombination aus Induktivität und Kondensator kann der Welligkeitsstrom bei gegebener Eingangsspannung, Ausgangsspannung, Schaltfrequenz und in geringerem Ausmaß auch gegebenen Verlusten in eingeschwungenem Zustand bekannt sein. Bei herkömmlicher PWM, die typischerweise mit einem festen Arbeitszyklus ausgestaltet ist, führt eine Änderung des Arbeitszyklus (z. B. zu Beginn eines Zyklus und für jeden nachfolgenden Impuls) typischerweise zu einer langsamen Veränderung (d. h. einer Veränderung über mehrere Zyklen) des Induktivitätsstroms, wodurch die Ausgangsspannung langsam eingestellt wird. Der Strom kann mit jedem Zyklus ansteigen oder Fallen, bis ein eingeschwungener Zustand erreicht ist. Der zu der Fehlerspannung proportionale Arbeitszyklus kann daher einen zu dem Integral der Fehlerspannung proportionalen Strom anzeigen, und der Wert des Arbeitszyklus ist möglicherweise nicht der korrekte Wert für die Soll-(Referenz-)-Spannung. Infolgedessen kann zu irgendeinem Zeitpunkt eine Einstellung des Arbeitszyklus auf den korrekten Wert notwendig sein. Durch Anwendung einer unmittelbaren Änderung der Phase unter Beibehaltung desselben Arbeitszyklus nach der Phasenänderung ist somit eine Änderung des Stroms während der Phasenänderung erzielbar. Der Strom kann in dem unmittelbaren Zyklus inkrementiert oder dekrementiert werden. Für eine zur Fehlerspannung proportionale Phasenverschiebung kann der Strom zur Fehlerspannung proportional sein, und im Anschluss an die Phasenverschiebung kann der Arbeitszyklus den korrekten Wert für die Sollspannung aufweisen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt einen Leistungsregler gemäß dem Stand der Technik;
2 zeigt ein Strom-/Spannungsdiagramm des Induktivitäts-Welligkeitsstroms und der Fehlerspannung gemäß einer Ausführungsform;
3 zeigt ein Beispiel für eine Stromwelligkeitswellenform mit einem Stromwelligkeitstal, einer Stromwelligkeitsspitze und dem Arbeitszyklus;
4 zeigt Wellenformen für Stromraum, Forc-Raum und High-Side-FET-Steuersignal gemäß einer Ausführungsform;
5 zeigt ein Blockdiagramm eines Steuerpfades, der einen ”Forc”-Controller implementiert;
6 zeigt eine Ausführungsform des DPWM-Blocks aus 5;
7 zeigt ein Ablaufdiagramm, das den Operationsablauf der Fehlerverschiebungszählung gemäß einer Ausführungsform illustriert;
8 zeigt ein Signaldiagramm für die Schrittlasttransienten für Laststrom, Induktivitätsstrom und Ausgangsspannung gemäß einer Ausführungsform;
9 zeigt ein Stromdiagramm für die Grundlinien-Reaktion bei offenem Kreis (für festen Arbeitszyklus) eines Leistungsreglerausgangs ohne Last gemäß einer Ausführungsform;
10 zeigt ein Strom-/Spannungsdiagramm für die Grundlinien-Reaktion bei offenem Kreis (für festen Arbeitszyklus) eines Leistungsreglerausgangs mit einer Last gemäß einer Ausführungsform;
11 zeigt ein Strom-/Spannungsdiagramm, das die Transientenreaktion des Leistungsreglerausgangs bei Verwendung eines Forc-Controllers gemäß einer Ausführungsform illustriert;
12 zeigt Diagramme für den Phasenversatz, dargestellt im Verhältnis zur Zeit, und die Transientenreaktion des Leistungsreglerausgangs gemäß einer Ausführungsform, um zu illustrieren, wie die Phase sich an den Stromschritt anpasst;
13 zeigt ein Bode-Diagramm, das die Verstärkung des Leistungsreglers, dargestellt im Verhältnis zur Frequenz, gemäß einer Ausführungsform illustriert; und
14 zeigt ein Diagramm, das die prozentuale Abweichung der Ausgangsspannung im Verhältnis zur Verstärkung des Leistungsreglers gemäß einer Ausführungsform darstellt.
Die Erfindung kann zwar verschiedenen Abwandlungen und Alternativformen unterliegen, jedoch sind in den Zeichnungen spezifische Ausführungsformen derselben als Beispiele dargestellt und werden vorliegend im Detail beschrieben. Es versteht sich jedoch, dass die Zeichnungen und die dazugehörige detaillierte Beschreibung die Erfindung nicht auf die offenbarte besondere Form beschränken sollen, sondern dass die Erfindung vielmehr alle Abwandlungen, Äquivalente und Alternativen abdecken soll, die innerhalb des Gedankens und Umfangs der vorliegenden Erfindung, wie durch die beigefügten Ansprüche definiert, fallen. Es wird darauf hingewiesen, dass die Überschriften lediglich zu Gliederungszwecken dienen und nicht für eine Verwendung zur Einschränkung oder Auslegung der Beschreibung oder der Ansprüche bestimmt sind. Außerdem wird darauf hingewiesen, dass das Wort ”kann” in der Anmeldung durchgängig in permissivem Sinne (d. h. als ”mit dem Potential zu”, ”in der Lage zu”) und nicht im zwingenden Sinne (d. h. als ”muss”) verwendet wird. Der Ausdruck ”aufweisen” und davon abgeleitete Ausdrücke bedeuten ”aufweisend, aber nicht beschränkt auf”. Der Ausdruck ”gekoppelt” bedeutet ”direkt oder indirekt verbunden”.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Hysteresesteuerung
Hysteresesteuerung, manchmal auch als Welligkeitsreglersteuerung bezeichnet, wird häufig als Verfahren zur Steuerung des Ausgangs eines Leistungsreglers oder Spannungsreglers (beispielsweise des Tiefsetzreglers 100 in 1) verwendet. Während der Hysteresesteuerung wird typischerweise die Wandlerausgangsspannung innerhalb des um eine Referenzspannung liegenden Hysteresebandes gehalten. Ein hysteretisch gesteuerter Regler findet wegen seiner kostengünstigen, einfachen und leicht verwendbaren Architektur breite Verwendung. Zu den Vorteilen der Hysteresesteuerung gehören unter anderem eine schnelle Lasttransientenreaktion und der Wegfall der Notwendigkeit von Rückkopplungsschleifen-Kompensation. Eine weitere Eigenschaft der Hysteresesteuerung ist die variable Betriebsfrequenz. Anders ausgedrückt: Die Hysteresesteuerung ermöglicht einfache Systemgestaltung ohne die Notwendigkeit externer Kompensation, stabilen Betrieb mit einer großen Vielzahl von Komponenten sowie äußerst schnelle Transientenreaktion. Außerdem kann Hysteresesteuerung hocheffizienten Betrieb auch bei leichten Lasten ermöglichen.
Herkömmliche Hysteresesteuerung ist im Wesentlichen von einer gemessenen Welligkeit abhängig, wobei es sich um Spannungswelligkeit oder Stromwelligkeit handeln kann, wie in 2 gezeigt. Wie in den drei Diagrammen in 2 gezeigt, kann eine Schrittveränderung der Fehlerspannung 206 eine Schrittveränderung des Stroms (von 202a zu 202b) bewirken (bzw. ihr entsprechen), was auch eine Schrittveränderung der Phase bewirken (bzw. ihr entsprechen) kann. Insgesamt lässt sich eine Verschiebung des mittleren Stroms aufgrund einer Verschiebung der Fehlerspannung (von 204a zu 204b) beobachten. Das bedeutet: Die Schrittveränderung der Fehlerspannung 206 an dem zeitlichen Bezugspunkt 210 kann eine Schrittveränderung des Induktivitätsstroms 202a bewirken, der nach oben verschoben werden kann, dargestellt als Induktivitätsstrom 202b. Infolgedessen kann es zu einer Verschiebung des mittleren Stroms kommen, der von einem durch 204a angezeigten Wert auf einen durch 204b angezeigten Wert steigen kann. Aufgrund der Variabilität des Signal-Rausch-Verhältnisses für die Welligkeit kann die Hysteresesteuerung bestimmte Nachteile haben. Zu den mit der Hysteresesteuerung verbundenen Nachteilen gehören unter anderem schwankende Leistungsfähigkeit je nach Rauschen, Frequenzzittern von Zyklus zu Zyklus sowie Schwierigkeiten bei der Durchführung von Steuerung im Mehrphasenbetrieb, wenn die Spannungswelligkeit aufgehoben ist. Hystereseverhalten ist jedoch ohne Abhängigkeit von einer Welligkeitsmessung und mit einer festen Frequenz erzielbar, indem Kenntnisse über die Wellenform genutzt werden, die aus einem festgestellten und verstandenen Verhalten des Systems in eingeschwungenem Zustand gezogen werden.
In einer Reihe von Ausführungsformen kann Hystereseverhalten mit fester oder nahezu fester Frequenz erzielt werden, indem eine PWM (Pulsweitenmodulation) mit fester Frequenz an die Strommodus-Hysteresesteuerung angepasst wird. In gewissem Sinn kann die Stromwellenform in eingeschwungenem Zustand abgeleitet werden, ohne dass der Strom gemessen werden müsste, da das Verhalten in eingeschwungenem Zustand anhand verschiedener Gestaltungs- und Betriebseigenschaften des Systems feststellbar ist. Daher ist eine Strommodus-Hysteresesteuerung emulierbar, ohne dass die normalerweise mit Strommodus-Hysteresesteuerung verbundenen Messungen erforderlich wären. Infolgedessen ist bei der Strommodussteuerung der Strom proportional zu der Fehlerspannung einstellbar. 3 zeigt ein Beispiel für eine Stromwelligkeits-Wellenform 302, wobei das Stromwelligkeitstal, die Stromwelligkeitsspitze und der Arbeitszyklus dargestellt sind. Während des Anstieges (d. h. von I_{Stromwelligkeitstal1} bis I_{Strommwelligkeitsspitze}) lässt sich die Veränderung des Induktivitätsstroms (ΔI_{Induktivität} – z. B. in der Induktivität 112 des Reglers 100 aus 1) durch das Verhältnis
ausdrücken, wobei V_in die Eingangsspannung und V_out für die geregelte Ausgangsspannung steht (z. B. wie in dem Regler 100 aus 1 gezeigt), ΔD für die Veränderung des Arbeitszyklus steht, L für die Lastinduktivität steht und f für die Betriebsfrequenz steht. Während des Abfalls (d. h. von I_{Stromwelligkeitsspitze} bis I_{Stromwelligkeitstal2}) lässt sich die Veränderung des Induktivitätsstroms durch das Verhältnis
ausdrücken. Daher kann die Veränderung des Laststroms mit der Veränderung des Arbeitszyklus in Beziehung stehen, wie durch |ΔIInduktor| ∝ |ΔD| (3)ausgedrückt.
Dementsprechend kann die Veränderung des Arbeitszyklus zu der Fehlerspannung in Beziehung stehen, und ΔD lässt sich zur Bildung von Strommodussteuerung als Funktion der Fehlerspannung ΔD = f(VFehler) (4)ausdrücken. Diese Strommodussteuerung kann zur Durchführung von Strommodushysterese angepasst sein, wenn anstelle von Arbeitszyklus derselbe Arbeitszyklus oder Stromverschiebung durch eine Veränderung der Phase bewirkt wird. Ein Anteil von Welligkeitsstrom (Forc) lässt sich durch
definieren und ausdrücken, wobei der Welligkeitsstrom zwischen Spitzen (IWelligkeit_Pk-Pk) als 10 Forc (bzw. 10 Anteile von Welligkeitsstrom) definierbar ist, wie in 3 gezeigt. Somit kann ein lineares Verhältnis zwischen dem Welligkeitsstrom und Forc festgestellt werden. In eingeschwungenem Zustand kann der Strom sich während der Einschaltzeit des High-Side-FETs (z. B. des FETs 108 in 1) mit konstanter Geschwindigkeit über einen Zeitraum von D·f Sekunden von dem Talwert zu dem Spitzenwert bewegen (die beide in Ampere ausdrückbar sind). Ebenso kann sich der Forc-Wert mit konstanter Geschwindigkeit über einen Zeitraum von D·f Sekunden von 0 Forc auf 10 Forc bewegen.
Der folgende Abschnitt beschreibt eine Ausführungsform dessen, wie die Normalisierung mit einem ”Forc”-Controller durchführbar ist. Wenn das Ziel darin besteht, den Strom in einem Hysterese-Controller für jeden spezifizierten Spannungsschritt (z. B. 1 mV) in der Fehlerspannung um einen spezifizierten Strombetrag (z. B. 1 A) zu ändern, so kann für einen Welligkeitsstrom (Welligkeitsstrom zwischen Spitzen IWelligkeit_Pk-Pk) von 10 A der Strom für jedes 1 mV Fehlerspannung um ein Zehntel des Welligkeitsstroms verändert werden. Beispielsweise kann sich der Welligkeitsstrom in einer spezifizierten Zeitmenge bzw. Zeitperiode, z. B. 10 μs, vom Maximalwert zum Minimalwert bewegen. Für einen Fehler von 1 mV kann ein Fensterkomparator so verschoben werden, dass das Zentrum 1 A von dem Wert des eingeschwungenen Zustandes entfernt liegt, wie in dem Stromraumdiagramm in 4 gezeigt. Das High-Side-FET-Steuersignal 406 (z. B. das HS-Steuersignal von dem Ausgangssteuerungsblock 106 zu dem High-Side-FET 108 in dem Regler 100 aus 1) kann wie dargestellt aus seiner Ursprungsposition verschoben werden. 4 illustriert auch das Verhältnis zwischen dem Welligkeitsstrom (Raum), dargestellt durch die Stromfunktion 402, und den Forc-Werten (Raum), dargestellt durch die Funktion 404. Da in dem verwendeten Beispiel der Welligkeitsstrom 402 mit einer Geschwindigkeit von 1 A/μs fallen kann, kann eine Verschiebung um 1 A nach oben die Phase effektiv auf 1 μs früher verschieben. Anders ausgedrückt: Die Geschwindigkeit, mit welcher der Welligkeitsstrom 402 abfällt, kann auch die Zeitperiode anzeigen, um welche die Phase verschoben sein (früher liegen) kann, weil der Welligkeitsstrom 402 sich mit derselben Geschwindigkeit nach oben verschiebt, mit welcher der Welligkeitsstrom 402 abfällt. Wiederum gilt: Wenn das Ziel darin bestünde, den Strom in einem ”Forc”-Controller für jedes 1 mV Fehlerspannung um 1 A zu verändern, entspräche für einen zu 10 Forc äquivalenten Welligkeitsstrom eine Verschiebung von 1 Forc einer Verschiebung von einem Zehntel des Welligkeitsstroms. Jedoch ist in dieser Implementierung unter Umständen keine Verschiebung eines Fensterkomparators notwendig. Da der Welligkeitsstrom 402 mit einer spezifizierten Geschwindigkeit abfallen kann, z. B. mit einer Geschwindigkeit von 1 Forc/μs, kann eine Verschiebung nach oben um 1 Forc die Phase effektiv auf 1 μs früher verschieben. Daher kann die Phase um 1 μs verschoben sein, wie durch das High-Side-FET-Steuersignal 406 in 4 illustriert.
5 zeigt ein Blockdiagramm eines Steuerpfades, der einen ”Forc”-Controller implementiert, als eine mögliche Alternative zu dem in 1 gezeigten Steuerpfad. Der Ausgang der Leistungsstufe 512 kann (bei 502) mit einer Referenzspannung V_ref verglichen werden, und das so entstehende Spannungsfehlersignal kann in dem Spannungsfehler-zu-Arbeitszyklus-Block 504 zur Bestimmung des Arbeitszyklus verwendet werden, der dann in dem DPWM-Block 506 zur Steuerung des DPWM-Signals verwendet werden kann, das der Eingang in den Phasenverschieber 508 sein kann. Der Ausgang des Phasenverschiebers 508 kann zum Generieren der Totzeit-Verzögerungssignale in dem Totzeit-Verzögerungsblock 510 zur Steuerung der Leistungsstufe 512 und zum Generieren des gewünschten Spannungsausgangs V_out verwendet werden. Der Spannungsfehler aus dem Summierungsblock 502 kann auch von dem Spannungsfehler-zu-Phasenverschiebung-Block 514 zur Bestimmung einer Phasenverschiebung und zur Zuführung eines Steuersignals an den Phasenverschieber 508 verwendet werden, das von dem Phasenverschieber 508 dazu verwendet werden kann, das dem Totzeitverzögerungsblock 510 zugeführte DPWM-Steuersignal zu verschieben, wodurch das letztendliche Steuersignal für die Leistungsstufe 512 generiert wird. Insgesamt lässt sich der PWM-Regelkreis (von dem Leistungsstufenausgang 512 zu dem Ausgang des Summierungsblocks 502) als der Hauptkreis ansehen, der zur Steuerung der Ausgangsspannung der Leistungsstufe ausgestaltet ist, wobei ein sekundäre Kreis (ein ”Forc-Kreis”) von dem Ausgang des Knotens 502 zu dem Phasenverschieber zur Steuerung des Transientenverhaltens des Ausgangs der Leistungsstufe (d. h. zum Definieren des dynamischen Verhaltens des Leistungsreglers) dient. Anders ausgedrückt: Der Hauptkreis kann die Funktion ausüben, den Arbeitszyklus des eingeschwungenen Zustandes einzustellen, während der sekundäre Kreis (oder Forc-Kreis) die Funktion ausüben kann, das dynamische Verhalten des Leistungsreglers zu definieren. Außerdem wird darauf hingewiesen, dass in wenigstens einer Reihe von Ausführungsformen die Leistungsstufe 512 das High-Side-FET 108 und das Low-Side-FET 110 aufweisen kann, wie in dem Tiefsetzregler 100 gezeigt, und weiterhin die Induktivität 112 sowie den Kondensator 114 aufweisen kann.
6 zeigt eine Ausführungsform des DPWM-(Digital-Pulsweitenmodulations-)-Blocks 506 aus 5. In einer Reihe von Ausführungsformen kann bei der Erzeugung eines Hochauflösungs-DPWM-Signals der Kompensator 604 eine Auflösung von einer spezifizierten Anzahl (N) Bits haben. In der Ausführungsform aus 6 ist N = 10. Das von diesen N (10) Bits gebildete ”Wort” kann in eine Pulsweite entsprechend dem generierten PWM-Signal übersetzt werden. In einer Ausführungsform können die niedrigstwertigen Bits (LSB) mit einem 6-Bit-Zähler 606 verarbeitet werden, der mit einer gegebenen Taktfrequenz arbeitet, welche dem Ausgang (Phase 0) eines Taktes 602 entspricht. Anders ausgedrückt: Eine spezifizierte Anzahl (K) von Bits, welche die K niedrigstwertigen Bits von den N Bits umfasst, kann von dem Zähler 606 verarbeitet werden, der auf einem Takt mit einer spezifizierten Frequenz zählen kann, die einem Ausgang der Phase 0 eines Taktes mit einer spezifizierten Frequenz entspricht. Somit kann der Zähler 606 die grobe Auflösung der Pulsweite bestimmen. Die höchstwertigen Bits (MSB) können durch Auswahl eines Phasenversatzes aus dem Takt 602 verarbeitet werden, wobei die Anzahl von MSBs N-K ist. Der Ausgang der PLL 602 kann eine spezifizierte Anzahl (L) Leitungen (im dargestellten Beispiel 16 Leitungen) aufweisen, wobei jede Leitung einem bestimmten Phasenversatz des Taktes 602 entspricht. Die MSBs des Kompensators 604 können über einen Multiplexer 608 eine bestimmte Phase auswählen. Somit kann eine Zähldauer des Taktzählers 606 in L Zeitabschnitte aufgeteilt sein und kann eine Auflösung des MSB-Teils des PWM-Worts in einen Anteil von 1/L eines LSB-Zählwertes ermöglichen. Entsprechend ist die Feinauflösung der Pulsweite durch die MSB-Auswahl des entsprechenden Ausgangs des PLL 602 einstellbar.
Für eine gegebene Kombination aus Induktivität und Kondensator, beispielsweise eine bekannte Kombination aus dem Induktivität 112 und dem Kondensator 114 in dem Leistungsregler 100 in 1, kann Welligkeitsstrom bei gegebener Eingangsspannung V_in, Ausgangsspannung V_out, Frequenz und in geringerem Ausmaß auch Verlusten in eingeschwungenem Zustand bekannt sein. Für geringes Signalverhalten ist der Verlustbereich zu vernachlässigen. Das kann typischerweise sowohl bei Hysteresesteuerung als auch bei herkömmlicher PWM-Steuerung der Fall sein. Bei herkömmlicher PWM-Steuerung (wie in dem Tiefsetzregler 100 in 1 beispielhaft dargestellt), die mit einem festen Arbeitszyklus ausgestaltet ist, kann bei einer Veränderung des Arbeitszyklus (z. B. zu Beginn eines Zyklus oder für jeden nachfolgenden Impuls) der Induktivitätsstrom sich ”langsam” (d. h. über mehrere Zyklen) verändern, und die Ausgangsspannung kann sich dadurch ”langsam” einstellen. Der Strom kann mit jedem Zyklus inkrementiert oder dekrementiert werden, bis der eingeschwungene Zustand eintritt. Ist der Arbeitszyklus proportional zu der Fehlerspannung, so kann der Strom proportional zum Integral der Fehlerspannung sein. Der Arbeitszyklus weist möglicherweise nicht den korrekten Wert für die Soll-(Referenz-)-Spannung auf und muss daher möglicherweise zu irgendeinem Zeitpunkt wieder auf den korrekten Wert eingestellt werden. Eine unmittelbare Veränderung der Phase (während nach der Phasenveränderung derselbe Arbeitszyklus beibehalten wird) kann zu einer Veränderung des Stromes während der Phasenveränderung führen. Der Strom kann in dem unmittelbaren Zyklus inkrementiert oder dekrementiert werden. Ist die Phasenverschiebung proportional zur Fehlerspannung, so kann der Strom proportional zu der Fehlerspannung sein, und nach der Phasenverschiebung kann der Arbeitszyklus den korrekten Wert für die Sollspannung aufweisen.
In einer Reihe von Ausführungsformen kann die Eingangsspannung als 12 V spezifiziert sein, die Ausgangsspannung kann als 1,5 V spezifiziert sein, und der Arbeitszyklus (entsprechend der Betriebsfrequenz) kann in 64 Segmente unterteilt sein. Ein Zähler, z. B. ein Aufwärts-/Abwärtszähler, kann zum Bestimmen/Steuern des High-Side-FETs oder insbesondere zum Steuern der Einschalt-/Ausschaltdauer des High-Side-FETs (beispielsweise eines FETs, der dem FET 108 aus 1 entspricht) verwendet werden. Die Fehlerverschiebung kann gezählt werden, bis das Verschiebungsziel erreicht ist. Dies lässt sich mit einem einzelnen Verstärkungsparameter bewerkstelligen, wobei das Aufwärts-/Abwärts-Verschiebungsverhältnis proportional zu dem Abwärts-/Aufwärts-Verhältnis sein kann. Zu den Beispielwerten für die Hauptkomponenten gemäß einer Ausführungsform können unter anderem gehören: 0,45 μH für die Induktivität (beispielsweise eine Induktivität, der der Induktivität 112 aus 1 entspricht), 234 μF für den Lastkondensator (beispielsweise einen Kondensator, der dem Kondensator 114 aus 1 entspricht), eine Betriebsfrequenz von 400 KHz, die einen Volllaststrom von 16 A unterstützt, und 25% sowie 50% Transiente. Diese Werte werden als Beispiele für eine Ausführungsform genannt, und alternative Ausführungsformen können andere Werte verwenden, wie für die gegebenen Systemspezifikationen und das gewünschte Verhalten erforderlich.
7 zeigt ein Ablaufdiagramm, das die Funktionsweise der Fehlerverschiebungszählung gemäß einer Ausführungsform wiedergibt. Ein Sollzählwert kann auf die Summe aus Arbeitszyklus, erforderlicher Phasenverschiebung und Nettophasenverschiebung eingestellt sein (702), und eine aktueller Zählwert des Zählers kann um einen bestimmten Betrag inkrementiert werden, wobei der spezifizierte Betrag in der dargestellten Ausführungsform '1' ist (704). Sodann kann der Sollzählwert mit dem aktuellen Zählwert des Zählers verglichen werden (706), und wenn der aktuelle Zählwert nicht größer als der Sollzählwert ist, kann der aktuelle Zählwert wieder um den spezfizierten Betrag inkrementiert werden (704). Dies kann solange durchgeführt werden, bis der aktuelle Zählwert größer ist als die Sollzählwert. Wenn der aktuelle Zählwert größer als der Sollzählwert ist, kann der Zähler je nach aktueller Einstellung von ”aufwärts” auf ”abwärts” bzw. von ”abwärts” auf ”aufwärts” umschalten (708). Die Nettophasenverschiebung ist dann berechenbar, indem die Differenz zwischen dem Sollzählwert und dem aktuellen Zählwert von dem erforderlichen Phasenverschiebungswert abgezogen wird (710). Sodann kann der aktuelle Zählwert auf seinen Anfangswert zurückgesetzt werden, der '0' betragen kann (712), der Sollzählwert kann neu berechnet werden (702), und der Zähler kann wieder mit der Inkrementierung beginnen (704).
8 ist ein Signaldiagramm, das die Stufenlasttransienten für den Laststrom 802, den Induktivitätsstrom 804 und die Ausgangsspannung 806 gemäß einer Ausführungsform zeigt. Das in 8 illustrierte Verhalten entspricht dem Induktivitäts-Anstieg (des durch die Wellenform 804 illustrierten Induktivitätsstroms), idealerweise ab dem Moment des Stromschrittes (des durch die Wellenform 802 illustrierten Laststroms), ohne äquivalenten Serienwiderstand (ESR), ohne äquivalente Serieninduktivität (ESL) und ohne DCR. Eine Veränderung in der Ausgangsspannung ΔV_out (dargestellt als ”Tal” in dem Diagramm der Ausgangsspannungsreaktion in 8) lässt sich ausdrücken als
wobei V_L die Induktivitätsspannung ist.
9 zeigt ein Stromdiagramm für die Grundlinien-Reaktion bei offenem Kreis (für festen Arbeitszyklus) eines Leistungsreglerausgangs ohne Last gemäß einer Ausführungsform. Der Laststrom ist als Wellenform 904 dargestellt (und beträgt 0, da keine Last vorhanden ist), und der Induktivitätsstrom ist als Wellenform 902 dargestellt. 10 zeigt ein Strom-/Spannungsdiagramm für die der Grundlinien-Reaktion bei offenem Kreis (für festen Arbeitszyklus) eines Leistungsreglerausgangs mit einer Last, die Strom von 0–24 A ziehen kann, gemäß einer Ausführungsform. Der Laststrom ist als Wellenform 910 dargestellt, der Induktivitätsstrom ist als Wellenform 906 dargestellt, die Ausgangsspannung ist als Wellenform 908 dargestellt, die maximale Abweichung ist als Wellenform 912 dargestellt, und die minimale Abweichung ist als Wellenform 914 dargestellt. 11 zeigt ein Strom-/Spannungsdiagramm, das die Transientenreaktion des Leistungsreglerausgangs bei Verwendung eines Forc-Controllers zeigt, wie oben beschrieben. Das obere Diagramm ist im selben Maßstab wie das Diagramm in 10 dargestellt, während das untere Diagramm zur Detaildarstellung vergrößert dargestellt ist. Wie in 10 ist der Laststrom als Wellenform 910 dargestellt, der Induktivitätsstrom ist als Wellenform 906 dargestellt, die Ausgangsspannung ist als Wellenform 908 dargestellt, die maximale Abweichung ist als Wellenform 912 dargestellt, und die minimale Abweichung ist als Wellenform 914 dargestellt.
Der Lastlinien-Spannungsversatz zwischen der minimalen Abweichung (Wellenform 914) und der Ausgangsspannung (Wellenform 908), in 11 als ΔV gezeigt, lässt sich ausdrücken als:
Wie in 12 gezeigt, kann sich der Phasenversatz, im oberen Diagramm dargestellt als Zählwert im Verhältnis zu verstrichener Zeit, auf den Stromschritt des Laststroms 910 einstellen, wie im unteren Diagramm gezeigt, wodurch wiederum die Transientenreaktion des Leistungsreglerausgangs bei Verwendung eines Forc-Controllers illustriert wird, wobei auch hier der Laststrom als Wellenform 910 dargestellt ist, der Induktivitätsstrom als Wellenform 906 dargestellt ist, die Ausgangsspannung als Wellenform 908 dargestellt ist, die maximale Abweichung als Wellenform 912 dargestellt ist und die minimale Abweichung als Wellenform 914 dargestellt ist.
13 zeigt ein Bode-Diagramm, das die im Verhältnis zur Frequenz dargestellte Verstärkung gemäß einer Ausführungsform illustriert. Wie in dem Graph aus 13 gezeigt, nimmt die Verstärkung mit zunehmender Frequenz ab. Die Verstärkungsempfindlichkeit gemäß einer Ausführungsform ist durch das in 14 gezeigte Diagramm illustriert, wobei die Abweichung in Prozent (950) im Verhältnis zur Verstärkung dargestellt ist. Die flache Link 952 steht für das theoretische Ideal für die illustrierte Ausführungsform. In einer Reihe von Ausführungsformen ist beim Betrieb des Forc-Controllers der einzige einzustellende Parameter möglicherweise die Verstärkung. Es wird gezeigt, dass die Transientenreaktion bei einer Verstärkung von über 5000 relativ unempfindlich ist, wie in 14 dargestellt. Wie oben erwähnt, steht die Gerade 952 in dem Diagramm für die theoretische ideale Transientenreaktion, während die Kurve 950 für die tatsächliche Abweichung steht.
Die obigen Ausführungsformen sind zwar relativ ausführlich beschrieben worden, für den Fachmann werden jedoch nach vollständigem Verständnis der obigen Offenbarung zahlreiche Varianten und Modifikationen ersichtlich. Die folgenden Ansprüche sind so auszulegen, dass sie alle solchen Varianten und Modifikationen umfassen.

102: PID-Filter
104: PWM
106: Ausgangssteuerung
116: Fehlerverstärker
202a: Induktivitätsstrom
204a: Mittlerer Strom
206: Fehlerspannung
406: High-Side FET Steuersignal
504: Spannungsfehler zu Arbeitszyklus
506: DPWM
508: Phasenverschieber
510: Totzeitverzögerung
512: Leistungsstufe
514: Spannungsfehler zu Phasenverschiebung
602: PLL 64X
604: Kompensator

Claims

System zum Steuern eines Ausgangs eines Leistungsreglers, wobei das System umfasst: einen Hauptregelkreis, der dazu ausgestaltet ist, auf Basis eines Ausgangs des Leistungsreglers und eines Referenzsignals ein Fehlersignal zu generieren; wobei der Hauptregelkreis weiterhin dazu ausgestaltet ist, ein erstes Steuersignal auf Basis des Fehlersignals zu generieren, um das Verhalten des Ausgangs des Leistungsreglers in eingeschwungenem Zustand zu steuern; und einen sekundären Regelkreis, der in dem Hauptregelkreis enthalten ist und derart ausgestaltet ist, um ein zweites Steuersignal auf Basis des Fehlersignals zu generieren, um die Transientenreaktion des Ausgangs des Leistungsreglers zu steuern.
System gemäß Anspruch 1, wobei der sekundäre Regelkreis dazu ausgestaltet ist, bei der Generierung des zweiten Steuersignals eine Strommodus-Hysteresesteuerung des Ausgangs des Leistungsreglers entsprechend dem Verhalten in eingeschwungenem Zustand zu emulieren.
System gemäß Anspruch 1, wobei das erste Steuersignal dazu ausgestaltet ist, die Generierung eines digitalen pulsweitenmodulierten (PWM-)Signals zu steuern, das zum Betreiben einer Ausgangsstufe des Leistungsreglers ausgestaltet ist, wobei die Ausgangsstufe des Leistungsreglers dazu ausgestaltet ist, den Ausgang des Leistungsreglers bereitzustellen.
System gemäß Anspruch 3, wobei das erste Steuersignal dazu ausgestaltet ist, einen Arbeitszyklus des PWM-Signals zu steuern.
System gemäß Anspruch 3, wobei das zweite Steuersignal dazu ausgestaltet ist, das PWM-Signal zu verschieben.
System gemäß Anspruch 5, wobei der Ausgang des Leistungsreglers zur Kopplung an eine Induktivität ausgestaltet ist; wobei das zweite Steuersignal dazu ausgestaltet ist, das PWM-Signal um einen Betrag zu verschieben, der einem Anteil eines in der Induktivität generierten Welligkeitsstroms entspricht.
Spannungsregler, umfassend: eine Leistungsstufe, die zum Bereitstellen einer geregelten Ausgangsspannung ausgestaltet ist; eine Steuerstufe, die dazu ausgestaltet ist, ein pulsweitenmoduliertes (PWM-)Signal zu generieren, um die geregelte Ausgangsspannung zu steuern, wobei die Steuerstufe dazu ausgestaltet ist, das Verhalten der geregelten Ausgangsspannung in eingeschwungenem Zustand und das Transientenverhalten der geregelten Ausgangsspannung individuell zu steuern, um Strommodus-Hysteresesteuerung der geregelten Ausgangsspannung entsprechend dem Verhalten in eingeschwungenem Zustand zu emulieren.
Spannungsregler gemäß Anspruch 7, wobei die Steuerstufe umfasst: einen Summierungsblock, der zum Generieren einer Fehlerspannung auf Basis einer Referenzspannung und der geregelten Ausgangsspannung ausgestaltet ist; einen Steuerblock für den eingeschwungenen Zustand, der zum Steuern eines Arbeitszyklus des PWM-Signals auf Basis der Fehlerspannung ausgestaltet ist; und einen Transientensteuerblock, der dazu ausgestaltet ist, das PWM-Signal auf Basis der Fehlerspannung und eines abgeleiteten Gefälles eines in Reaktion auf die geregelte Ausgangsspannung entwickelten Ausgangsstroms in der Phase zu verschieben, wobei der Ausgangsstrom nicht gemessen wird.